一种移相全桥变换电路及控制方法[发明专利]

(12)发明专利申请

(10)申请公布号(10)申请公布号 CN 103904901 A(43)申请公布日 2014.07.02

(21)申请号 201410121079.3(22)申请日 2014.03.28

(71)申请人成都芯通科技股份有限公司

地址610041 四川省成都市高新区天府大道

南延线高新孵化园6号楼3层(72)发明人曾帮远

(74)专利代理机构四川力久律师事务所 51221

代理人熊晓果 林辉轮(51)Int.Cl.

H02M 3/335(2006.01)

权利要求书2页 说明书5页 附图2页权利要求书2页 说明书5页 附图2页

()发明名称

一种移相全桥变换电路及控制方法(57)摘要

本发明公开了一种移相全桥变换电路，包括变压器；超前桥臂，由MOS管一和MOS管二串接组成，这两个MOS管的连接点依次通过电容和谐振电感与变压器一次侧的一端连接，所述电容和谐振电感串接在一起；滞后桥臂，由MOS管三和MOS管四串接组成，这两个MOS管的连接点与变压器一次侧的另一端连接，输入的直流电压加在MOS管一和MOS管三的连接点与MOS管二和MOS管四的连接点之间；输出电路，由四个整流二极管和输出电容组成；所述输出电容的两端为输出的直流电压。本发明同时公开了移相全桥变换电路控制方法。本发明实现移相全桥变换电路的全桥软开关，降低开关损耗，提高整机效率。CN 103904901 ACN 103904901 A

权 利 要 求 书

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1.一种移相全桥变换电路控制方法，其特征在于，将移相全桥变换电路的一个工作周期分为如下阶段：其中，G1、G2、G3、G4分别为MOS管一到MOS管四（Q1-Q4）的外加栅极电压，iL为变压器一次侧谐振电感L1的电流, VL为该谐振电感L1的电压，VT为变压器T1一次侧的电压，Vin为输入的直流电压，Vo为输出的直流电压；

T1阶段：G1和G4同时为高电平 ，此时Q1和Q4导通工作，变压器T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器T1一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量；T1阶段结束时，Q1关断，此时因谐振电感L1的电流不能变压，所以按原方向继续流动，Q2的漏源电容放电，Q1的漏源电容充电，当Q2的漏源电容放电至负压时，Q2导通，实现Q2的零电压导通，即实现ZVS，其中n为变压器原副边匝比；

T2阶段: G2和G4同时为高电平，Q2和Q4导通，谐振电感L1的电流iL按原方向流动；此时谐振电感L1两端的电压VL正好和变压器T1一次侧的电压VT相等，但相对于T1阶段电压反向，谐振电感L1的电流iL从最大值线性减小为0，同时变压器T1一次侧的电压VT降为0，变压器T1二次侧的整流二极管零电流关断；

T3阶段：G2和G4依旧同时为高电平，Q4和Q2同时为导通状态，此时变压器T1一次侧没有电流；T3阶段结束时，G2和G4同时变为低电平，Q4零电压关断，间隔死区时间后Q3导通，因Q3导通时主电路有电感C1串入，而电感电流不能突变，从0线性上升，所以Q3为零电流导通，即实现ZCS；

T4阶段: G2和G3同时为高电平，Q2和Q3同时导通，变压器T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量。

2.权利要求1所述的控制方法适用的移相全桥变换电路，其特征在于，其必须同时满足以下条件：

1）变压器的一次侧为全桥结构且串接有电容和谐振电感，该全桥结构为4个MOS管组成；

2）变压器的一次侧电压峰值取值为母线电压的一半；3）变压器的一次侧电压占空比小于50%；4）变压器的二次侧为二极管整流结构；5）所述谐振电感的储存能量为输出能量的1/2。3.根据权利要求2所述的移相全桥变换电路，其特征在于，包括：一变压器（T1）；一超前桥臂，由MOS管一（Q1）和MOS管二（Q2）串接组成，这两个MOS管的连接点(a)依次通过电容（C1）和谐振电感（L1）与变压器（T1）一次侧的一端连接，所述电容（C1）和谐振电感（L1）串接在一起；

一滞后桥臂，由MOS管三（Q3）和MOS管四（Q4）串接组成，这两个MOS管的连接点(b)与变压器（T1）一次侧的另一端连接；

输入的直流电压（Vin）加在MOS管一（Q1）和MOS管三（Q3）的连接点与MOS管二（Q2）和MOS管四（Q4）的连接点之间；

一输出电路，由四个整流二极管（D1、D2、D3、D4）和输出电容（C2）组成；所述输出电容

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（C2）的两端为输出的直流电压（Vo）。

4.根据权利要求3所述的移相全桥变换电路，其特征在于，所述输出电路中， 所述变压器（T1）二次侧的一端与整流二极管（D1）和整流二极管（D2）的连接点连接，所述变压器（T1）二次侧的另一端与整流二极管（D3）和整流二极管（D4）的连接点连接，所述整流二极管（D1）和（D3）的连接点与输出电容（C2）的一端连接，所述整流二极管（D2）和（D4）的连接点与输出电容（C2）的另一端连接。

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一种移相全桥变换电路及控制方法

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技术领域

本发明涉及移相全桥变换技术领域，特别涉及一种中大功率移相全桥变换电路及

控制方法。

[0001]

背景技术

移相全桥变换拓扑是目前大功率DC/DC 变换器中使用最为广泛的拓扑之一 ，也

是研究较多的一种电路结构。其利用电感和电容之间的充放电谐振方式，使得全桥MOS管在开通时实现软开关以减小开关损耗，从而在不增加开关损耗的前提下提高开关频率和整机效率。但传统移相全桥电路存在诸多缺陷，参看附图1所示电路，主要问题有：

1）轻载时谐振电感L1所储存的能量不足以抽完后桥MOS管（Q3、Q4）的漏源电容电荷，使得此时后桥工作在硬开关状态，导致开关损耗变大发热严重。[0003] 2）变压器副边的整流二极管反向恢复严重，导致整机效率低下，传统移相全桥工作时后桥工作在ZVS状态导致副边整流二极管为硬关断，所以二极管存在反向恢复损耗，且随输出功率增加而增加。[0004] 3）传统移相全桥变压器原边电流由正下冲到负或者由负上冲到正这段时间内，输出滤波电感L2的电流不能突变，所以变压器原边因输出二极管续流被“短路”，所以此时电源电压加在谐振电感上，而加在变压器上的电压为0V，造成占空比丢失。[0005] 4）占空比丢失大小与后桥ZVS负载范围设计存在相互矛盾的关系，降低整机效率。因为如果要增加后桥的ZVS范围，就需要增加谐振电感的电感量L，由电感量计算公式W=1/2*LI2可以看出需要增加电感量及L值，由公式VT=LI得出T=LI/V，其中V为原边电压，T为时间，L为电感量，I为变压器T1原边电流，所以电感量L增加后时间T变大，即占空比时间变大。同时主电路电流突变引起的EMI和占空比丢失也存在相互矛盾关系，进一步降低整机效率。因电流变化斜率越大电源的EMI越严重，如果要减小EMI则需要减小电流变化的斜率，从主电路原边电流变化来看，得增加谐振电感的电感量，从前面的说明可以看出这样做后加大电源的占空比丢失。

[0002]

发明内容

[0006] 本发明的目的在于克服现有技术中所存在的上述不足，提供一种实现移相全桥变换电路的全桥软开关，降低开关损耗，提高整机效率的一种实现移相全桥变换电路及控制方法。

[0007] 为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案是：

一种移相全桥变换电路控制方法，将移相全桥变换电路的一个工作周期分为如下阶段：其中，G1、G2、G3、G4分别为MOS管一到MOS管四（Q1-Q4）的外加栅极电压，iL为变压器一次侧谐振电感L1的电流, VL为该谐振电感L1的电压，VT为变压器T1一次侧的电压，Vin为输入的直流电压，Vo为输出的直流电压。[0008] T1阶段：G1和G4同时为高电平 ，此时Q1和Q4导通工作，变压器T1一次侧的电

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压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器T1一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量；T1阶段结束时，Q1关断，此时因谐振电感L1的电流不能变压，所以按原方向继续流动，Q2的漏源电容放电，Q1的漏源电容充电，当Q2的漏源电容放电至负压时，Q2导通，实现Q2的零电压导通，即实现ZVS，其中n为变压器原副边匝比。[0009] T2阶段: G2和G4同时为高电平，Q2和Q4导通，谐振电感L1的电流iL按原方向流动；此时谐振电感L1两端的电压VL正好和变压器T1一次侧的电压VT相等，但相对于T1阶段电压反向，谐振电感L1的电流iL从最大值线性减小为0，同时变压器T1一次侧的电压VT降为0，变压器T1二次侧的整流二极管零电流关断，消除二极管反向恢复问题，同时减小反向恢复引起的EMI。[0010] T3阶段：G2和G4依旧同时为高电平，Q4和Q2同时为导通状态，此时变压器T1一次侧没有电流；T3阶段结束时，G2和G4同时变为低电平，Q4零电压关断，间隔死区时间后Q3导通，因Q3导通时主电路有电感C1串入，而电感电流不能突变，从0线性上升，所以Q3为零电流导通，即实现ZCS。

[0011] T4阶段: G2和G3同时为高电平，Q2和Q3同时导通，变压器T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量。[0012] 上述控制方法适用的移相全桥变换电路必须同时满足以下条件：

1）变压器的一次侧为全桥结构且串接有电容和谐振电感，该全桥结构为4个MOS管组成；

2）变压器的一次侧电压峰值取值为母线电压的一半；3）变压器的一次侧电压占空比小于50%；4）变压器的二次侧为二极管整流结构；5）所述谐振电感的储存能量为输出能量的1/2。[0013] 上述移相全桥变换电路，包括：

一变压器T1；一超前桥臂，由MOS管一Q1和MOS管二Q2串接组成，这两个MOS管的连接点a依次通过电容C1和谐振电感L1与变压器T1一次侧的一端连接，所述电容C1和谐振电感L1串接在一起；

一滞后桥臂，由MOS管三Q3和MOS管四Q4串接组成，这两个MOS管的连接点b与变压器T1一次侧的另一端连接；

输入的直流电压Vin加在MOS管一Q1和MOS管三Q3的连接点与MOS管二Q2和MOS管四Q4的连接点之间；

一输出电路，由四个整流二极管（D1、D2、D3、D4）和输出电容C2组成；所述输出电容C2的两端为输出的直流电压Vo。[0014] 进一步的，所述输出电路中， 所述变压器T1二次侧的一端与整流二极管D1和整流二极管D2的连接点连接，所述变压器T1二次侧的另一端与整流二极管D3和整流二极管D4的连接点连接，所述整流二极管D1和D3的连接点与输出电容C2的一端连接，所述整流二极管D2和D4的连接点与输出电容C2的另一端连接。

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与现有技术相比，本发明的有益效果：

本发明可实现移相全桥变换电路超前桥臂全负载范围内的ZVS和滞后桥臂的ZCS，即实现移相全桥变换电路的全桥软开关，降低开关损耗；解决了传统移相全桥电路变压器副边整流二极管反向恢复问题，提高了效率，减小了整机EMI；在大功率场合，本发明主电路工作时序与传统移相全桥电路不同，主电路里电流突变更小，解决了后桥MOS管ZVS负载范

围与占空比丢失之间的折衷设计问题，提高整机效率。[0016] 附图说明：

图1是现有主电路拓扑图；图2是本发明主电路拓扑图；

图3是本发明主电路电压电流工作时序图。

具体实施方式

[0017] 下面结合具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。

[0018] 本发明的移相全桥变换电路控制方法，参看图2和图3，将移相全桥变换电路的一个工作周期分为如下阶段：其中，G1、G2、G3、G4分别为MOS管一到MOS管四（Q1-Q4）的外加栅极电压，iL为变压器一次侧谐振电感L1的电流, VL为该谐振电感L1的电压，VT为变压器T1一次侧的电压，Vin为输入的直流电压，Vo为输出的直流电压，VD为图2中整流二极管电压，Vab为图2中a、b两点之间的电压。[0019] T1阶段：G1和G4同时为高电平，G2和G3同为低电平，此时Q1和Q4导通工作，Q2和Q3关闭，变压器T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，iL=VL*D*T/L，D为占空比，T为时间，L为电感量，变压器T1一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量；T1阶段结束时，Q1关断，此时因谐振电感L1的电流不能变压，所以按原方向继续流动，Q2的漏源电容放电，Q1的漏源电容充电，当Q2的漏源电容放电至负压（其为体二极管导通最小电压）时，Q2导通，实现Q2的零电压导通，即实现超前桥臂（下称前桥）的ZVS，其中n为变压器原副边匝比。

[0020] T2阶段: G2和G4同时为高电平，G1和G3同为低电平，Q2和Q4导通，Q1和Q3关闭，谐振电感L1的电流iL按原方向流动；由基尔霍夫电压定律得出，此时谐振电感L1两端的电压VL正好和变压器T1一次侧的电压VT相等，但相对于T1阶段电压反向，谐振电感L1的电流iL从最大值线性减小为0，同时变压器T1一次侧的电压VT降为0，变压器T1二次侧的整流二极管零电流关断，消除二极管反向恢复问题，同时减小反向恢复引起的EMI。T3阶段：G2和G4依旧同时为高电平，G1和G3同为低电平，Q4和Q2同时为导通状态，Q1和Q3关闭，此时变压器T1一次侧没有电流；T3阶段结束时，G4变为低电平，G3变为高电平，Q4零电压关断，间隔死区时间后Q3导通，因Q3导通时主电路有电感C1串入，而电感C1电流不能突变，从0线性上升，所以可以认为Q3为零电流导通，即实现滞后桥臂（下称后桥）的ZCS。因前后桥臂死区时间太小，所以图3中没有特意画出。[0022] T4阶段: G2和G3同为高电平，G1和G4同为低电平，Q2和Q3同时导通，变压器

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说 明 书

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T1一次侧的电压VT被二次侧的电压钳位在nVo，此时加在谐振电感L1两端的电压恒定在Vin-nVo，谐振电感L1的电流iL线性上升，变压器一次侧电流线性增加，同时向变压器T1的二次侧输出能量。

[0023] 从图3工作波形可以看出，本设计中前桥MOS管工作在ZVS(零电压导通和关断)状态，后桥MOS管工作在ZCS（零电流导能和关断）状态，可以使得电源在轻载（包括空载）时后桥MOS管都不存在开关损耗及后桥工作在软开关状态，从而实现全桥软开关，降低开关损耗。传统移相全桥工作时后桥工作在ZVS状态导致变压器副边整流二极管为硬关断，所以二极管存在反向恢复损耗，且随输出功率增加面增加，整机效率降低。而本发明中后桥工作在ZCS状态，使得变压器副边整流二极管为软关断，所以没有反向恢复，如图3，当iL线性降到0时，VD才变为0V，即实现软关断，整机效率提高。传统移相全桥变压器原边电流由正下冲到负或者由负上冲到正这段时间内，输出滤波电感电流不能突变，所以变压器原边因输出二极管续流被“短路”，所以此时电源电压加在谐振电感上，而加在变压器上的电压为0V，造成占空比丢失。本发明中变压器原边电流为零电流关断，同时去掉了输出滤波电感，所以不会出现二极管续流现象，也不会有占空比丢失问题，整机效率提高。[0024] 本发明还提供上述控制方法适用的移相全桥电路，其必须同时满足以下条件：1）变压器的一次侧为全桥结构且串接有电容和谐振电感，该全桥结构为4个MOS管组成；2）变压器的一次侧电压峰值取值为母线电压的一半；3）变压器的一次侧电压占空比小于50%；4）变压器的二次侧为二极管整流结构；5）所述谐振电感的储存能量为输出能量的1/2。[0025] 参看图2，上述控制方法适用的移相全桥电路包括：一变压器T1； 一超前桥臂，由MOS管一Q1和MOS管二Q2串接组成，这两个MOS管的连接点a依次通过电容C1和谐振电感L1与变压器T1一次侧的一端连接，所述电容C1和谐振电感L1串接在一起； 一滞后桥臂，由MOS管三Q3和MOS管四Q4串接组成，这两个MOS管的连接点b与变压器T1一次侧的另一端连接；输入的直流电压Vin加在MOS管一Q1和MOS管三Q3的连接点与MOS管二Q2和MOS管四Q4的连接点之间；一输出电路，由四个整流二极管（D1、D2、D3、D4）和输出电容C2组成；所述输出电容C2的两端为输出的直流电压Vo。所述输出电路中， 所述变压器T1二次侧的一端与整流二极管D1和整流二极管D2的连接点连接，所述变压器T1二次侧的另一端与整流二极管D3和整流二极管D4的连接点连接，所述整流二极管D1和D3的连接点与输出电容C2的一端连接，所述整流二极管D2和D4的连接点与输出电容C2的另一端连接。

[0026] 与传统移相全桥相比，本发明在输出电路中少了一个输出滤波电感，减少一个器件成本，同时去掉输出滤波电感后使得输出电容与变压器逼边通过整流二极管直接相连，因输出电容电压是一个稳定值，从而保证变压器原边电压在工作时处于一个稳定电压值，此时谐振电感在工作时充放电电流的上升及下降斜率恒定，使得电路工作更加稳定。[0027] 本发明中输出电路因少了输出滤波电感，导致谐振电感L1和变压器T1的设计不同于传统移相全桥。在设计中为了满足后桥ZCS，全桥占空比必须小于0.5。同时因谐振电感储存了整个输出功率的一半的能量，所以同等功率下谐振电感选用的磁芯比传统的要大，本领域技术人员知晓如何选择，这里不再详述。为了让谐振电感的线性上升和下降的斜率绝对值尽量接近，本发明变压器原边电压峰值取电源电压的一半，即输入的直流电压的一半。从图3可以看出，谐振电感电流达到最大值时前桥功率管关断，储存在谐振电感中的

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说 明 书

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能量最终会传递到负载端，因电感两端的电压为电源电压的1/2，所以可以计算出其能量为输出能量的1/2。为了让电源尽量工作稳定，就必须让变压器原边电流上升和下降斜率尽量对称，所以变压器设计时原边电压取电源输入电压的1/2，这样就保证了变压器原边电压在谐振电感充电和放电时两端的电压一样，均为1/2电源输入电压，从而保证了谐振电感的充放电上升及下降斜率相等，电路工作更加稳定，整机效率提高。本发明中主控电路最大占空比小于0.5，不然后桥不会工作在ZCS状态。本发明最终可以实现：超前臂全负载范围内ZVS和滞后臂ZCS，即实现全桥软开关，降低开关损耗；解决了传统移相全桥电路中变压器副边整流二极管反向恢复问题，提高了效率，减小整机EMI；在大功率场合，因本发明中的谐振电感量比传统移相全桥谐振电感量大，同时主电路电压电流工作波形（见图3）完全不同于传统移相全桥工作波形，使得主电路里电流突变更小，后桥功率MOS管ZVS负载范围与占空比丢失之间折衷设计，整机效率提高。

[0028] 上面结合附图对本发明的具体实施方式进行了详细说明，但本发明并不于上述实施方式，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可以作出各种修改或改型。

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说 明 书 附 图

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图2

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说 明 书 附 图

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图3

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